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lt1112/lt1114
U
S
一个
O
PP
L
IC
在
I
WU
U
I 为 ATIO
800mv 的 这 供应. 这 效应 的 输入 和 输出
overdrive 在 这 其它 放大器 在 这 lt1112 或者
lt1114 包装 是 negligible, 作 各自 放大器 是
片面的 independently.
有利因素 的 matched 双 和 四方形 运算 放大器
在 许多 产品 这 效能 的 一个 系统 de-
pends 在 这 相一致 在 二 运算的 amplifi-
ers 相当 比 这 单独的 特性 的 这 二 运算
放大器. 二 或者 三 运算 放大 仪器 放大器,
追踪 电压 references 和 低 逐渐变化 起作用的 过滤 是
一些 的 这 电路 需要 相一致 在 二 运算
放大器.
这 好-知道 triple 运算 放大 配置 illustrates
这些 concepts. 输出 补偿 是 一个 函数 的 这 differ-
ence 在 这 补偿 的 这 二 halves 的 这 lt1112.
这个 错误 cancellation principle holds 为 一个 considerable
号码 的 输入 涉及 参数 在 增加 至 补偿
电压 和 它的 逐渐变化 和 温度. 输入 偏差 电流
将 是 这 平均 的 这 二 同相 输入 电流
(i
B
+
). 这 区别 在 这些 二 电流 (
∆
I
B
+
) 是
这 补偿 电流 的 这 仪器 放大器. com-
mon-模式 和 电源 供应 rejections 将 是 依赖
仅有的 在 这 相一致 在 这 二 放大器 (假设
perfect 电阻 相一致).
这 concepts 的 一般模式 和 电源 供应 rejec-
tion 比率 相一致 (
∆
cmrr 和
∆
psrr) 是 最好的 demon-
strated 和 一个 numerical 例子:
假设 cmrr
一个
= +1
µ
v/v 或者 120db,
和 cmrr
B
= +0.75
µ
v/v 或者 122.5db,
然后
∆
cmrr = 0.25
µ
v/v 或者 132db;
如果 cmrr
B
= – 0.75
µ
v/v 这个 是 安静的 122.5db,
然后
∆
cmrr = 1.75
µ
v/v 或者 115db.
clearly 这 lt1112/lt1114, 用 specifying 和 保证-
ing 所有 的 这些 相一致 参数, 能 significantly
改进 这 效能 的 相一致-依赖
电路.
典型 效能 的 这 仪器 放大器:
输入 补偿 电压 = 35
µ
V
补偿 电压 逐渐变化 = 0.3
µ
v/
°
C
输入 偏差 电流 = 80pa
输入 补偿 电流 = 100pa
输入 阻抗 = 800g
Ω
输入 噪音 = 0.42
µ
V
p-p
三 运算 放大 仪器 放大器
当 这 仪器 放大器 是 使用 和 高
阻抗 来源, 这 lt1114 是 推荐 是-
导致 它的 cmrr vs 频率 效能 是 更好的 比
这 lt1112’s. 为 例子, 和 二 matched 1m
Ω
源
电阻器, cmrr 在 100hz 是 100db 和 这 lt1114, 76db
和 这 lt1112.
这个 区别 是 explained 用 这 事实 那 电容
在 调整 管脚 在 一个 ic 包装 是 关于 0.25pf
(包含 包装, 插座 和 pc 板 查出 capaci-
tances).
在 这 双 运算 放大 包装, 积极的 输入 一个 是 next 至 这
V
–
管脚 (交流 地面), 当 积极的 输入 b 有 非 交流
地面 管脚 调整 至 它, 结果 在 一个 0.25pf 输入
电容 mismatch. 在 100hz, 0.25pf 代表 一个
6.4
×
10
9
输入 阻抗 mismatch, 这个 是 仅有的 76db
高等级的 比 这 1m
Ω
源 电阻器.
在 这 四方形 包装, 所有 四 输入 是 调整 至 一个
电源 供应 terminal–therefore, 那里 是 非 mismatch.
–
+
–
+
1/2 lt1112
OR
1/4 lt1114
一个
1/2 lt1112
OR
1/4 lt1114
D
在
–
在
+
R1
10k
1%
R3
2.1k
1%
R8
200
Ω
R2
10k
1%
R4
100
Ω
0.5%
R5
100
Ω
0.5%
C1
33pF
R10
1M
R6
10k
0.5%
R7
9.88k
0.5%
R9
200
Ω
输出
–
+
lt1097 or
1/4lt1114
b 或者 c
增益 = 1000
修整 r8 为 gain
修整 r9 为 直流 
一般模式 rejection
修整 r10 为 交流 
一般模式 拒绝
lt1112/14 • ai02

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10 lt1112/lt1114 U S 一个 O PP L IC 在 I WU U I 为 ATIO 800mv 的这供应. 这效应的输入和输出 overdrive 在这其它放大器在这 lt1112 或者 lt1114 包装是 negligible, 作各自放大器是片面的 independently. 有利因素的 matched 双和四方形运算放大器在许多产品这效能的一个系统 de- pends 在这相一致在二运算的 amplifi- ers 相当比这单独的特性的这二运算放大器. 二或者三运算放大仪器放大器, 追踪电压 references 和低逐渐变化起作用的过滤是一些的这电路需要相一致在二运算放大器. 这好-知道 triple 运算放大配置 illustrates 这些 concepts. 输出补偿是一个函数的这 differ- ence 在这补偿的这二 halves 的这 lt1112. 这个错误 cancellation principle holds 为一个 considerable 号码的输入涉及参数在增加至补偿电压和它的逐渐变化和温度. 输入偏差电流将是这平均的这二同相输入电流 (i B + ). 这区别在这些二电流 ( ∆ I B + ) 是这补偿电流的这仪器放大器. com- mon-模式和电源供应 rejections 将是依赖仅有的在这相一致在这二放大器 (假设 perfect 电阻相一致). 这 concepts 的一般模式和电源供应 rejec- tion 比率相一致 ( ∆ cmrr 和 ∆ psrr) 是最好的 demon- strated 和一个 numerical 例子: 假设 cmrr 一个 = +1 µ v/v 或者 120db, 和 cmrr B = +0.75 µ v/v 或者 122.5db, 然后 ∆ cmrr = 0.25 µ v/v 或者 132db; 如果 cmrr B = – 0.75 µ v/v 这个是安静的 122.5db, 然后 ∆ cmrr = 1.75 µ v/v 或者 115db. clearly 这 lt1112/lt1114, 用 specifying 和保证- ing 所有的这些相一致参数, 能 significantly 改进这效能的相一致-依赖电路. 典型效能的这仪器放大器: 输入补偿电压 = 35 µ V 补偿电压逐渐变化 = 0.3 µ v/ ° C 输入偏差电流 = 80pa 输入补偿电流 = 100pa 输入阻抗 = 800g Ω 输入噪音 = 0.42 µ V p-p 三运算放大仪器放大器当这仪器放大器是使用和高阻抗来源, 这 lt1114 是推荐是- 导致它的 cmrr vs 频率效能是更好的比这 lt1112’s. 为例子, 和二 matched 1m Ω 源电阻器, cmrr 在 100hz 是 100db 和这 lt1114, 76db 和这 lt1112. 这个区别是 explained 用这事实那电容在调整管脚在一个 ic 包装是关于 0.25pf (包含包装, 插座和 pc 板查出 capaci- tances). 在这双运算放大包装, 积极的输入一个是 next 至这 V – 管脚 (交流地面), 当积极的输入 b 有非交流地面管脚调整至它, 结果在一个 0.25pf 输入电容 mismatch. 在 100hz, 0.25pf 代表一个 6.4 × 10 9 输入阻抗 mismatch, 这个是仅有的 76db 高等级的比这 1m Ω 源电阻器. 在这四方形包装, 所有四输入是调整至一个电源供应 terminal–therefore, 那里是非 mismatch. – + – + 1/2 lt1112 OR 1/4 lt1114 一个 1/2 lt1112 OR 1/4 lt1114 D 在 – 在 + R1 10k 1% R3 2.1k 1% R8 200 Ω R2 10k 1% R4 100 Ω 0.5% R5 100 Ω 0.5% C1 33pF R10 1M R6 10k 0.5% R7 9.88k 0.5% R9 200 Ω 输出 – + lt1097 or 1/4lt1114 b 或者 c 增益 = 1000 修整 r8 为 gain 修整 r9 为直流  一般模式 rejection 修整 r10 为交流  一般模式拒绝 lt1112/14 • ai02

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