AD2S83
rev. d
–12–
比率 乘法器
这 比率 乘法器 是 这 输入 部分 的 这 ad2s83. 这个
比较 这 信号 从 这 resolver (角度
θ
) 至 这 数字的
(角度
φ)
使保持 在 这 计数器. 任何 区别 在 这些
二 angles 结果 在 一个 相似物 电压 在 这 交流 错误
输出. 这个 电路 函数 有 historically 被 called 一个
“control transformer” 作 它 是 originally 执行 用 一个
electromechanical 设备 知道 用 那 名字.
这 交流 错误 信号 是 给 用
一个
1
sin (
θ
–
φ
) sin
ω
t
在哪里
ω
= 2
π
f
REF
f
REF
= 涉及 频率
a1 = 这 增益 的 这 比率 乘法器 平台 = 14.5.
所以 为 2 v rms 输入 信号
交流 错误 输出 在 伏特/(位 的 错误)
=
2
×
sin
360
n
×
一个
1
在哪里 n = 位 每 rev
= 1,024 为 10-位 决议
= 4,096 为 12-位 决议
= 16,384 为 14-位 决议
= 65,536 为 16-位 决议
给 一个 交流 错误 输出
= 178 mv/位 @ 10-位 决议
= 44.5 mv/位 @ 12-位 决议
= 11.125 mv/位 @ 14-位 决议
= 2.78 mv/位 @ 16-位 决议
这 比率 乘法器 将 工作 在 exactly 这 一样 方法 whether
这 ad2s83 是 连接 作 一个 追踪 转换器 或者 作 一个 控制
变压器, 在哪里 数据 是 preset 在 这 counters 使用 这
数据 加载
管脚.
hf 过滤
这 交流 错误 输出 将 是 喂养 至 这 psd 通过 一个 简单的
交流 连接 网络 (r2, c1) 至 除去 任何 直流 补偿 在 这个
要点. 便条, 不管怎样, 那 这 psd 的 这 ad2s83 是 一个 宽-
带宽 demodulator 和 是 有能力 的 aliasing hf 噪音 向下 至
在里面 这 循环 带宽. 这个 是 大多数 likely 至 发生 在哪里
这 resolver 是 situated 在 特别 嘈杂的 环境, 和
这 用户 是 advised 至 合适 一个 简单的 hf 过滤 r1, c2 较早的 至 这
阶段 敏感的 demodulator.
这 attenuation 和 频率 回馈 的 一个 过滤 将 影响 这
循环 增益 和 必须 是 带去 在 账户 在 deriving 这 循环
转移 函数. 这 建议的 过滤 (r1, c1, r2, c2) 是
显示 在 图示 1 和 给 一个 attenuation 在 这 涉及
频率 (f
REF
) 的 三 时间 在 这 输入 至 这 阶段 敏感的
demodulator.
值 的 组件 使用 在 这 过滤 必须 是 选择 至 en-
确信 那 这 阶段 变换 在 f
REF
是 在里面 这 容许的 信号 至
涉及 阶段 变换 的 这 转换器.
阶段 敏感的 demodulator
这 阶段 敏感的 demodulator 是 effectively 完美的 和 devel-
ops 一个 意思 直流 输出 在 这 demodulator 输出
管脚 的
±
22
π
×
(
DEMODULATOR 输入 rms 电压
)
为 sinusoidal 信号 在 阶段 或者 antiphase 和 这 涉及
(为 一个 正方形的 波 这 demodulator 输出 电压
将 equal 这 demodulator 输入). 这个 提供 一个
信号 在 这 demodulator 输出 这个 是 一个 直流 水平的
均衡的 至 这 positional 错误 的 这 转换器.
直流 错误 范围调整 = 160 mv/位 (10-位 决议)
= 40 mv/位 (12-位 决议)
= 10 mv/位 (14-位 决议)
= 2.5 mv/位 (16-位 决议)
当 这 追踪 循环 是 关闭, 这个 错误 是 nulled 至 零
除非 这 转换器 输入 角度 是 accelerating.
积分器
这 积分器 组件 (r4, c4, r5, c5) 是 外部 至 这
ad2s83 至 准许 这 用户 至 决定 这 最佳的 动态
特性 为任何 给 应用. 这 组件
选择 部分 explains 如何 至 选择 components 为 一个
选择 带宽.
自从 这 输出 从 这 积分器 是 喂养 至 这 vco 输入,
它 是 均衡的 至 velocity (比率 的 改变 的 输出 角度) 和
能 是 scaled 用 选择 的 r6, 这 vco 输入 电阻. 这个 是
explained 在 这 电压 控制 振荡器 (vco) 部分
在下.
至 阻止 这 转换器 从 “flickering” (i.e., continually
toggling 用
±
1 位 当 这 quantized 数字的 角度,
φ
, 是 不 一个
精确的 描述 的 这 输入 角度,
θ
) 反馈 是 内部
应用 从 这 vco 至 这 积分器 输入 至 确保 那 这
vco 将 仅有的 更新 这 计数器 当 这 错误 是 更好 比
或者 equal 至 1 lsb. 在 顺序 至 确保 那 这个 反馈 “hys-
teresis” 是 设置 至 1 lsb 这 输入 电流 至 这 积分器 必须
是 scaled 至 是 100 na/位. 因此,
R
4
=
直流 错误 范围调整
(
mV
/
位
)
100 (
nA
/
位
)
任何 补偿 在 这 输入 的 这 积分器 将 影响 这 精度
的 这 转换 作 它 将 是 treated 作 一个 错误 信号 和
补偿 这 数字的 输出. 一个 lsb 的 extra 错误 将 是 增加
为 各自 100 na 的 输入 偏差 电流. 这 方法 的 调整
输出 this 补偿 是 给 在 这 组件 选择 部分.
电压 控制 振荡器
(vco)
这 vco 是 essentially 一个 简单的 积分器 feeding 一个 一双 的 直流
水平的 comparators. whenever 这 积分器 输出 reaches 一个
的 这 比较器 门槛 电压, 一个 fixed 承担 是 injected
在 这 积分器 输入 至 balance 这 输入 电流. 在 这
一样 时间 这 计数器 是 clocking 也 向上 或者 向下, 依赖
在 这 极性 的 这 输入 电流. 在 这个 方法 这 计数器 是
clocked 在 一个 比率 均衡的 至 这 巨大 的 这 输入
电流 的 这 vco.
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