AD9042
–20–
rev. 一个
PRESELECT
过滤
LNA
5–15MHz
PASSBAND
499
Ω
CMOS
缓存区
D11
D0
+5v (d)+5v (一个)
AD9042
AIN
ENCODE
ENCODE
m/n pll
SYNTHESIZER
LO
驱动
REF
在
864MHz
涉及
时钟
40.96mhz
12
CHANNELIZER
(ref. 图 51)
i &放大; q
数据
CLK
adsp-2181
网络
控制
接口
图示 52. simplified 5 mhz wideband “a” 运输车 接受者
系统 (所需的)东西
图示 52 显示 一个 典型 wideband 接受者 subsystem 为基础
周围 这 ad9042. 这个 strip 组成 的 一个 wideband 如果 过滤,
放大器, 模数转换器, latches, channelizer 和 接口 至 一个 数字的
信号 处理器. 这个 设计 显示 一个 典型 clocking scheme
使用 在 许多 接受者 设计. 所有 定时 在里面 这 系统 是
关联 后面的 至 一个 单独的 时钟. 当 这个 是 不 需要, 它
做 facilitate pll 设计, 使容易 的 制造, 系统 测试,
和 校准. keeping 在 mind 那 这 整体的 效能
goal 是 至 维持 这 最好的 可能 动态 范围, 许多
仔细考虑 必须 是 制造.
一个 的 这 biggest challenges 是 selecting 这 放大器 使用 至
驱动 这 ad9042. 自从 这个 是 一个 communications 应用,
这 关键 规格 为 这个 放大器 是 spurious-自由 动态
范围, 或者 sfdr. 一个 放大器 应当 是 选择 那 能
提供 sfdr 效能 更好的 比 80 db 在 250 ohms.
一个 此类 放大器 是 这 ad9631. 这些 低 spurious 水平
是 需要 作 和声学 预定的 至 这 驱动 放大器 和 模数转换器
可以 distort 这 desired 信号 的 interest.
二 其它 关键 仔细考虑 为 这 数字的 wideband 接受者
是 转换器 样本 比率 和 如果 频率 范围. 自从
效能 的这 ad9042 转换器 是 nearly 独立 的
两个都 样本 比率 和 相似物 输入 频率 (计算数量 11, 12,
和 17), 这 设计者 有 更好 flexibility 在 这 选择 的
这些 参数. 也, 自从 这 ad9042 是 一个 双极 设备,
电源 消耗 是 不 一个 函数 的 样本 比率. 因此 那里 是
非 penalty paid 在 电源 用 运行 在 faster 样本 比率. 所有
的 这个 是 好的, 因为 用 carefully selecting 输入 频率
范围 和 样本 比率, 这 驱动 放大器 和 模数转换器 和声学
能 的确 是 放置 输出-的-带宽. 因此 其它 组件
此类 作 过滤 和 如果 放大器 将 的确 终止 向上 正在 这
限制的 因素 在 动态 范围.
为 例子, 如果 这 系统 有 第二 和 第三 和声学 那
是 unacceptably 高, 用 carefully selecting 这 encode 比率 和
信号 带宽, 这些 第二 和 第三 和声学 能 是
放置 输出-的-带宽. 为 这 情况 的 一个 encode 比率 equal 至
40.96 msps 和 一个 信号 带宽 的 5.12 mhz, 放置 这
基本的 在 5.12 mhz places 这 第二 和 第三 harmon-
ics 输出 的 带宽 作 显示 在 这 表格 在下.
表格 iii.
encode 比率 40.96 msps
基本的 5.12 mhz–10.24 mhz
第二 调和的 10.24 mhz–20.48 mhz
第三 调和的 15.36 mhz–10.24 mhz
另一 选项 能 是 建立 通过 通带 抽样. 如果 这
相似物 输入 信号 范围 是 从 直流 至 fs/2, 然后 这 放大器
和 过滤 结合体 必须 执行 至 这 规格
必需的. 不管怎样, 如果 这 信号 是 放置 在 这 第三 nyquist
zone (fs 至 3 fs/2), 这 放大器 是 非 变长 必需的 至 满足
这 调和的 效能 必需的 用 这 系统 规格
自从 所有 和声学 将 下降 外部 这 passband 过滤. 为
例子, 这 passband 过滤 将 范围 从 fs 至 3 fs/2.
这 第二 调和的 将 span 从 2 fs 至 3 fs, 好
外部 这 passband 过滤’s 范围. 这 burden 然后 有 被
passed 止 至 这 过滤 设计 提供 那 这 模数转换器 满足 这
基本 规格 在 这 频率 的 interest. 在 许多
产品, 这个 是 一个 worthwhile tradeoff 自从 许多 complex
过滤 能 容易地 是 认识到 使用 锯 和 lcr 技巧
alike 在 这些 相当地 高 如果 发生率. 虽然 调和的
效能 的 这 驱动 放大器 是 relaxed 用 这个 技巧,
交调 效能 不能 是 sacrificed 自从
intermods 必须 是 assumed 至 下降 在-带宽 为 两个都 放大器
和 转换器.
噪音 floor 和 snr
oversampling 是 这 act 的 抽样 在 一个 比率 那 是 更好 比
两次 这 带宽 的 这 信号 desired. oversampling 做
不 有 anything 至 做 和 这 真实的 频率 的 这
抽样 信号, 它 是 这 带宽 的 这 信号 那 是 关键.
通带 或者 “if” 抽样 谈及 至 抽样 一个 频率 那
是 高等级的 比 nyquist 和 常常 提供 额外的 益处
此类 作 向下 转换 使用 这 模数转换器 和 追踪-和-支撑 作
一个 mixer. oversampling leads 至 处理 增益 因为 这
faster 这 信号 是 digitized, 这 wider 这 分发 的 噪音.
自从 这 整体的 噪音 必须 仍然是 常量, 这 真实的
噪音 floor 是 lowered 用 3 db 各自 时间 这 样本 比率 是
doubled. 这 有效的 噪音 密度 为 一个 模数转换器 将 是
计算 用 这 等式:
V
噪音 rms
/
Hz
=
10
−
SNR
/20
4
FS
为 一个 典型 snr 的 68 db 和 一个 样本 比率 的 40.96 msps,
这个 是 相等的 至
31
nV
/
Hz
. 这个 等式 显示 这
relationship 在 snr 的 这 转换器 和 这 样本 比率
fs. 这个 等式 将 是 使用 为 computational 目的 至
决定 整体的 接受者 噪音.
这 信号-至-噪音 比率 (snr) 为 一个 模数转换器 能 是 predicted.
当 normalized 至 模数转换器 代号, 这 下列的 等式
准确地 predicts 这 snr 为基础 在 三 条款. 这些 是
jitter, 平均 dnl 错误 和 热的 噪音. 各自 的 这些
条款 contributes 至 这 噪音 在里面 这 转换器.
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